15W电源设计仿真

一、设计要求：

设计一个28V额定输入（18—36V变换范围），输出12V 15W额定功率的反激变换器。
设计技术指标为：
输入电压：18~36VDC
输出电压：12VDC（1.25A）
反馈电压：16VDC（00625A）
输出功率：
工作频率：100kHz
最大占空比：
效率：η=75%
二极管导通压降：

二、设计过程：

反激变换器在小功率，负载不大时适合采用DCM模式。
1.确定铁芯材料和型号
 因铁氧体较便宜，电阻率ρ高，铁损小，特别是当工作频率高于100kHz时，尤为此。而罐型铁芯的漏感小，线圈间耦合紧密，电磁干扰小。故选用软磁铁氧体R2KBD、罐型铁芯。。此时铁芯工作于第二种工作状态，取铁芯磁感应强度的变化量，取铁填充系数KC=1，窗口利用系数=0.3，导线电流密度，，，根据下式确定铁芯型号：
 
选用GU22罐形铁芯，该铁芯的

2.绕组计算
(1) 计算变压器初级电感量
模式在最大输出功率时，电流临界连续，所以
 
(2) 计算铁芯上所开气隙的长度δ
 
   
根据以上两式可得铁芯上所开气隙长度δ为
 
(3) 计算原边绕组匝数
 
取匝，则原边电感
 
说明气隙取0.032cm不可行，故重取气隙
则
 
取匝
(4) 计算匝比，确定各副边绕组匝数
 
式中UD为输出整流二极管压降。同理求得，副边绕组匝数为，取8匝，
 ，取11匝，
(5) 根据来校核原边电感
<计算值16.4，说明气隙取0.035cm是可行的。
(6) 计算变压器原副边绕组电流有效值
 变压器原边电流峰值为
 各副边电流峰值为
 同理计算得，，（取0.0625A）。
 原边电流有效值为
 副边电流有效值为
 同理计算得，
(7) 确定原副边导线线径和股数
   取，根据可得，原副边导线截面积为，，，。考虑到高频集肤效应，开关频率为时，铜导线的穿透深度为

因此所选线径不能超过0.418mm，选用d=0.40mm的导线，其截面积为为0.1257mm2。
并绕根数=，取4根
并绕根数=，取5根
并绕根数=，取1根
(8) 校核窗口系数：
  
所以能够绕得下。
(9) 参数测试
用电感表测得原边绕组的电感，副边绕组电感，反馈绕组电感，原边对副边的漏感。

主电路
3.功率器件的选择
(1) 功率开关管的选择
功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为

功率管选用IRF530（14A/100V）。
(2) 副边整流二极管的选择
整流二极管D5承受的电压应力和电流应力分别为

同理计算得整流二极管D1承受的电压和电流应力分别为,。因为开关频率为100kHz，所以整流二极管D1选用肖特基二极管SB160（1A/60V）。D5选用肖特基二极管MBR10100（10A/100V）。
二极管D2的作用是阻止启动时输入电压对死负载R4供电，使得电容C2上的电压迅速上升，从而使UC3844快速启动。D2也选用SB160。
(3) 死负载R4的选取
反激变换器不可以空载，所以在自馈电绕组那一路接死负载R4。设计时死负载消耗的功率按额定功率的5%（15×5%=0.75W）来设计，死负载大小为

实际取。
(4) 输出滤波电容的选取
输出滤波电容为,式中，R为负载电阻，取。所以

理论计算值与实际值存在一定差别，工程实际中往往选取比理论值大一些的电容值。因为开关频率达100kHz，输出滤波电容C4选用47μF/25V钽电容、C10、C11选用100μF/25V钽电容。
(5) 钳位电路的设计

式中用代入。电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后一直处于放电状态。在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于，否则二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得： ,故
上的功率基本为漏感能量通过电容转化而来，功耗值为：

所以取/1W的金属膜电阻。
，其上承受的电压应力为
故选择肖特基二极管SR506（5A/60V）。

4.控制电路的设计
控制电路采用UC3844为主控芯片，该芯片采用电压环、电流环的双环控制，故在电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高。
启动电阻R1和电容C2的设计
R1由线路直流电压和启动所需电流来确定。UC3844的启动电压，启动的偏置电流，工作时的偏置电流；输入电压，电压采样电阻R2、R3分别为10、1.8，流过R2和R3的电流为：
 故启动电阻R1为
 
 取标称值810。
 功耗：（取该电阻为0.25W即可）。
 当电源关闭时，电阻R1也是电容C2的放电通路。在电路的启动过程中，UC3844是靠C2供电。因此在启动过程中，C2上的电压会发生跌落。一般取启动时间为5ms，UC3842的电流为输出电流和偏置电流之和。由于UC3844是采用互补对称输出及开关管无需较大驱动电流，因此输出电流近似为流过R9和R7（通常）的电流。
 ，其中R9为20，R7为20。
 UC3844的工作电流为，
 则
 为了保证可靠启动和V电压的质量, C2应取得大一些，取100另外，C2的容量加大，会使启动过程减慢，起到软启动的作用。
频率的设置
开关频率为100KHz,所以UC3844的震荡频率为200KHz。选时间电容为1nF,时间电阻为
去标称值R6为9。
电阻和滤波网络的选择

R8和C8组成的滤波网络时间常数近似等于电流尖峰持续时间（几百纳秒），取,
放大器补偿网络及分压电阻设计
R5、C5来对误差放大器进行外部补偿，根据实验选取,。
R2、R3对反馈电压分压后，加到误差放大器反相输入端。根据UC3844的2脚电压为2.5V，反馈电压16V，算得，R2为10，R3为1.8。
驱动电路
电阻R7是为抑制寄生振荡而加入的，取R7为20；；电阻R9为开关管的输入电容提供能量泄放回路，取R9为20；D3是为防止输出电压过高，选用稳压管1N4746
噪声抑制
为抑制噪声，UC3844的7脚及8脚与5脚（GND）之间各接了一个小的CBB旁路电容C3、C7，取C3=0.1μF，C7=0.1μF。

三、仿真与实验

1、仿真电路图

2、仿真与实验波形
图1为仿真的开关管S的驱动电压和漏源电压波形

图1 仿真和的波形
图2为实际电路的和波形。实际的波形出现振荡，高频部分是原边漏感和功率管的漏源间寄生电容振荡；低频部分是，DCM模式副边绕组电流下降到零时，原边功率管仍未开通，变压器原边激磁感和功率管漏源间寄生电容进行谐振。

图2 实际电路和波形
图3为仿真的和电流采样电阻两端的波形，可以根据波形观察其电压不超过1V来适当调整采样阻值。

图3 和电流采样电阻波形
图4为实际电路的采样电阻波形，100mV/格

  图4 实际电流采样电阻波形

图5为仿真的DCM工作模式下的变换器初级、次级电流波形

图5 初次级电流波形
图6为变换器电压输出波形（满载）

图6  仿真输出波形
3、效率测试
表1-3为RCD钳位，DCM模式下在阻性负载，输入电压分别为18V，28V，36V时的测试数据。
表1  输入电压
     
0.29 12.032 0.25 5.22 3 57.47%
0.421 11.89 0.415 7.578 4.93 65.05%
0.546 11.832 0.58 9.828 6.86 69.8%
0.680 11.68 0.75 12.24 8.76 71.57%
0.802 11.55 0.916 14.44 10.58 73.27%
0.929 11.45 1.08 16.772 12.366 73.73%
1.044 11.36 1.25 18.792 14.2 75.56%
表2  输入电压
     
0.19 12.005 0.25 5.32 3 56.4%
0.258 11.89 0.415 7.224 4.93 68.24%
0.3495 11.79 0.58 9.786 6.83 69.8%
0.4305 11.62 0.75 12.054 8.715 72.3%
0.6 11.48 1.084 16.8 12.44 74.04%
0.667 11.23 1.25 18.676 14.04 75.2%
表3  输入电压
     
0.1565 11.932 0.25 5.634 2.98 52.89%
0.215 11.81 0.415 7.74 4.90 63.3%
0.2755 11.62 0.58 9.918 6.74 67.95%
0.339 11.51 0.75 12.204 8.63 70.71%
0.455 11.23 1.08 16.38 12.13 74.04%
0.511 11.10 1.25 18.40 13.875 75.4%

4、实验过程、遇到的问题及解决方法
试验时先给芯片UC3844单独供电，将其电压加到16V以上，再降到10-16V之间，看2脚是否为稳定的2.5V，8脚为5V，4脚为1-2.7V的锯齿波，六脚输出占空比稳定的方波。若芯片各管脚输出波形正常，则给输入电压供电。
功率较大，输入电压较低时，功率管上流过的电流较大，发热较多可能会将管子击穿，要加散热器，并用示波器观察的波形，看其是否超出管子的耐压。
示波器采用直流耦合
在轻载时，占空比较小，波形振荡较大，可在DS两端并联一个电容
加载时反馈电压不稳，可能是电流采样电阻较大，其两端电压超过1V，限流了，需将电阻改小
输出端要加死负载
稳定的输出电压高于12V时，可能是匝比的误差，可通过调节控制电路的R2,R3的电阻压降，使反馈电压与输出电压成比例地减小。
未解决的问题：从轻载到满载，输出电压下降超过0.5V。