一、设计要求:
设计一个28V额定输入(18—36V变换范围),输出12V 15W额定功率的反激变换器。 设计技术指标为: 输入电压:18~36VDC 输出电压:12VDC(1.25A) 反馈电压:16VDC(00625A) 输出功率: 工作频率:100kHz 最大占空比: 效率:η=75% 二极管导通压降:
二、设计过程:
反激变换器在小功率,负载不大时适合采用DCM模式。 1.确定铁芯材料和型号 因铁氧体较便宜,电阻率ρ高,铁损小,特别是当工作频率高于100kHz时,尤为此。而罐型铁芯的漏感小,线圈间耦合紧密,电磁干扰小。故选用软磁铁氧体R2KBD、罐型铁芯。。此时铁芯工作于第二种工作状态,取铁芯磁感应强度的变化量,取铁填充系数KC=1,窗口利用系数=0.3,导线电流密度,,,根据下式确定铁芯型号: 选用GU22罐形铁芯,该铁芯的
2.绕组计算 (1) 计算变压器初级电感量 模式在最大输出功率时,电流临界连续,所以 (2) 计算铁芯上所开气隙的长度δ 根据以上两式可得铁芯上所开气隙长度δ为 (3) 计算原边绕组匝数 取匝,则原边电感 说明气隙取0.032cm不可行,故重取气隙 则 取匝 (4) 计算匝比,确定各副边绕组匝数 式中UD为输出整流二极管压降。同理求得,副边绕组匝数为,取8匝, ,取11匝, (5) 根据来校核原边电感 <计算值16.4,说明气隙取0.035cm是可行的。 (6) 计算变压器原副边绕组电流有效值 变压器原边电流峰值为 各副边电流峰值为 同理计算得,,(取0.0625A)。 原边电流有效值为 副边电流有效值为 同理计算得, (7) 确定原副边导线线径和股数 取,根据可得,原副边导线截面积为,,,。考虑到高频集肤效应,开关频率为时,铜导线的穿透深度为
因此所选线径不能超过0.418mm,选用d=0.40mm的导线,其截面积为为0.1257mm2。 并绕根数=,取4根 并绕根数=,取5根 并绕根数=,取1根 (8) 校核窗口系数: 所以能够绕得下。 (9) 参数测试 用电感表测得原边绕组的电感,副边绕组电感,反馈绕组电感,原边对副边的漏感。
主电路 3.功率器件的选择 (1) 功率开关管的选择 功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为
功率管选用IRF530(14A/100V)。 (2) 副边整流二极管的选择 整流二极管D5承受的电压应力和电流应力分别为
同理计算得整流二极管D1承受的电压和电流应力分别为,。因为开关频率为100kHz,所以整流二极管D1选用肖特基二极管SB160(1A/60V)。D5选用肖特基二极管MBR10100(10A/100V)。 二极管D2的作用是阻止启动时输入电压对死负载R4供电,使得电容C2上的电压迅速上升,从而使UC3844快速启动。D2也选用SB160。 (3) 死负载R4的选取 反激变换器不可以空载,所以在自馈电绕组那一路接死负载R4。设计时死负载消耗的功率按额定功率的5%(15×5%=0.75W)来设计,死负载大小为
实际取。 (4) 输出滤波电容的选取 输出滤波电容为,式中,R为负载电阻,取。所以
理论计算值与实际值存在一定差别,工程实际中往往选取比理论值大一些的电容值。因为开关频率达100kHz,输出滤波电容C4选用47μF/25V钽电容、C10、C11选用100μF/25V钽电容。 (5) 钳位电路的设计
式中用代入。电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去,然后一直处于放电状态。在功率管开通之前,电容C上的电压不应放到低于,否则二极管D导通,RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得: ,故 上的功率基本为漏感能量通过电容转化而来,功耗值为:
所以取/1W的金属膜电阻。 ,其上承受的电压应力为 故选择肖特基二极管SR506(5A/60V)。
4.控制电路的设计 控制电路采用UC3844为主控芯片,该芯片采用电压环、电流环的双环控制,故在电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高。 启动电阻R1和电容C2的设计 R1由线路直流电压和启动所需电流来确定。UC3844的启动电压,启动的偏置电流,工作时的偏置电流;输入电压,电压采样电阻R2、R3分别为10、1.8,流过R2和R3的电流为: 故启动电阻R1为 取标称值810。 功耗:(取该电阻为0.25W即可)。 当电源关闭时,电阻R1也是电容C2的放电通路。在电路的启动过程中,UC3844是靠C2供电。因此在启动过程中,C2上的电压会发生跌落。一般取启动时间为5ms,UC3842的电流为输出电流和偏置电流之和。由于UC3844是采用互补对称输出及开关管无需较大驱动电流,因此输出电流近似为流过R9和R7(通常)的电流。 ,其中R9为20,R7为20。 UC3844的工作电流为, 则 为了保证可靠启动和V电压的质量, C2应取得大一些,取100另外,C2的容量加大,会使启动过程减慢,起到软启动的作用。 频率的设置 开关频率为100KHz,所以UC3844的震荡频率为200KHz。选时间电容为1nF,时间电阻为 去标称值R6为9。 电阻和滤波网络的选择
R8和C8组成的滤波网络时间常数近似等于电流尖峰持续时间(几百纳秒),取, 放大器补偿网络及分压电阻设计 R5、C5来对误差放大器进行外部补偿,根据实验选取,。 R2、R3对反馈电压分压后,加到误差放大器反相输入端。根据UC3844的2脚电压为2.5V,反馈电压16V,算得,R2为10,R3为1.8。 驱动电路 电阻R7是为抑制寄生振荡而加入的,取R7为20;;电阻R9为开关管的输入电容提供能量泄放回路,取R9为20;D3是为防止输出电压过高,选用稳压管1N4746 噪声抑制 为抑制噪声,UC3844的7脚及8脚与5脚(GND)之间各接了一个小的CBB旁路电容C3、C7,取C3=0.1μF,C7=0.1μF。
三、仿真与实验
1、仿真电路图
2、仿真与实验波形 图1为仿真的开关管S的驱动电压和漏源电压波形
图1 仿真和的波形 图2为实际电路的和波形。实际的波形出现振荡,高频部分是原边漏感和功率管的漏源间寄生电容振荡;低频部分是,DCM模式副边绕组电流下降到零时,原边功率管仍未开通,变压器原边激磁感和功率管漏源间寄生电容进行谐振。
图2 实际电路和波形 图3为仿真的和电流采样电阻两端的波形,可以根据波形观察其电压不超过1V来适当调整采样阻值。
图3 和电流采样电阻波形 图4为实际电路的采样电阻波形,100mV/格
图4 实际电流采样电阻波形
图5为仿真的DCM工作模式下的变换器初级、次级电流波形
图5 初次级电流波形 图6为变换器电压输出波形(满载)
图6 仿真输出波形 3、效率测试 表1-3为RCD钳位,DCM模式下在阻性负载,输入电压分别为18V,28V,36V时的测试数据。 表1 输入电压 0.29 12.032 0.25 5.22 3 57.47% 0.421 11.89 0.415 7.578 4.93 65.05% 0.546 11.832 0.58 9.828 6.86 69.8% 0.680 11.68 0.75 12.24 8.76 71.57% 0.802 11.55 0.916 14.44 10.58 73.27% 0.929 11.45 1.08 16.772 12.366 73.73% 1.044 11.36 1.25 18.792 14.2 75.56% 表2 输入电压 0.19 12.005 0.25 5.32 3 56.4% 0.258 11.89 0.415 7.224 4.93 68.24% 0.3495 11.79 0.58 9.786 6.83 69.8% 0.4305 11.62 0.75 12.054 8.715 72.3% 0.6 11.48 1.084 16.8 12.44 74.04% 0.667 11.23 1.25 18.676 14.04 75.2% 表3 输入电压 0.1565 11.932 0.25 5.634 2.98 52.89% 0.215 11.81 0.415 7.74 4.90 63.3% 0.2755 11.62 0.58 9.918 6.74 67.95% 0.339 11.51 0.75 12.204 8.63 70.71% 0.455 11.23 1.08 16.38 12.13 74.04% 0.511 11.10 1.25 18.40 13.875 75.4%
4、实验过程、遇到的问题及解决方法 试验时先给芯片UC3844单独供电,将其电压加到16V以上,再降到10-16V之间,看2脚是否为稳定的2.5V,8脚为5V,4脚为1-2.7V的锯齿波,六脚输出占空比稳定的方波。若芯片各管脚输出波形正常,则给输入电压供电。 功率较大,输入电压较低时,功率管上流过的电流较大,发热较多可能会将管子击穿,要加散热器,并用示波器观察的波形,看其是否超出管子的耐压。 示波器采用直流耦合 在轻载时,占空比较小,波形振荡较大,可在DS两端并联一个电容 加载时反馈电压不稳,可能是电流采样电阻较大,其两端电压超过1V,限流了,需将电阻改小 输出端要加死负载 稳定的输出电压高于12V时,可能是匝比的误差,可通过调节控制电路的R2,R3的电阻压降,使反馈电压与输出电压成比例地减小。 未解决的问题:从轻载到满载,输出电压下降超过0.5V。